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基于MSP430F169的程控开关稳压电源的设计

发布时间:2020-07-21 18:34:31 阅读: 来源:发泡水泥保温板厂家

本系统以TI MSP430F169为核心,电压可预置,步进电压为0.1V,输出电压范围为20V~36V,输出电流为0~2A。可显示预置电压,实测电压,实测电流,实测效率。该系统主要由最小单片机系统,PWM信号控制芯片TL494,开关电源升压主回路,片上A/D以及片上D/A组成。系统通过键盘预置电压值送给TL494形成闭环反馈回路,采样康铜丝上的电压间接推算出电流并显示。本系统具有调整速度快,精度高,电压调整率低,负载调整率低,效率高,无需另加辅助电源板,输出纹波小等优点。

一、方案论证与比较

1.1 主控CPU的选择

方案一:采用AT89S51单片机进行控制。51单片机外接A/D和D/A比较简单,但是由于51单片机功能简单,对于这种复杂的系统来说做起来比较复杂。

方案二:采用超低功耗单片机MSP430F169,这是一个完全集成的混合信号系统级MCU芯片。内部集成12的A/D和D/A芯片,且这个单片机资源非常丰富。采用JTAG方式,可通过USB口在线下载调试,使用十分方便,并且低功耗便于整体效率的提高。

1.2 DC-DC主回路拓扑的方案选择

DC-DC变换有隔离和非隔离两种。输入输出隔离的方式虽然安全,但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低,隔离变压器绕制复杂,所以选择非隔离方式,具体有以下几种方案:

方案一:BUCK拓扑。见图1,开关管V1受占空比为D的PWM波的控制,交替导通或截止,再经L和C滤波器在负载R上得到稳定直流输出电压Uo=D*Vd(D≤1),由于输入电压为18V,输出电压20~36V,故不能满足要求。

方案二:BOOST拓扑。见图2,开关V1导通时电感储能,截止时电感能量输出。只要电感绕制合理,能达到要求的输出电压30~36V,且输出电压Uo呈现连续平滑的特性。

方案三:BUCK-BOOST拓扑。见图3,由于电路属于升降压拓扑,控制比较复杂,由于本题只需升压,故选择方案二。

1.3 控制方法的方案选择

方案一:采用单片机产生PWM波,控制开关的导通与截止。根据片内A/D采样后的反馈电压程控改变占空比,使输出电压稳定在设定值。负载电流在康铜丝上的取样经片内A/D后输入单片机,当该电压达到一定值时关闭开关管,形成过流保护。该方案主要由软件实现,控制算法比较复杂,速度慢,输出电压稳定性不好,若想实现自动恢复,实现起来比较复杂。

方案二:采用恒频脉宽调制控制器TL494,这个芯片可推挽或单端输出,工作频率为1~300KHz,输出电压可达40V,内有5V的电压基准,死区时间可以调整,输出级的拉灌电流可达200mA,驱动能力较强。芯片内部有两个误差比较器,一个电压比较器和一个电流比较器。电流比较器可用于过流保护,电压比较器可设置为闭环控制,调整速度快。鉴于上面分析,选用方案二。

1.4 电流工作模式的方案选择

方案一:电流连续模式。

电流连续工作状态,在下一周期到来时,电感中的电流还未减小到零,电容的电流能够得倒及时的补充,输出电流的峰值较小,输出纹波电压小。

方案二:电流断续模式。断续模式下,电感能量释放完时,下一周期尚未到来,电容能量得不到及时补充,二极管的峰值电流非常大,对开关管和二极管的要求就非常高,二极管的损耗非常大,而且由于电流是断续的,输出电流交流成分比较大,会增加输出电容上的损耗。由于对于相同功率的输出,断续工作模式的峰值电流要高很多,而且输出直流电压的纹波也会增加,损耗大。

鉴于上面分析,本设计采用方案一。

1.5 提高效率的方案选择

影响效率的因素主要包括单片机及外围电路功耗,单片机及外围电路供电电路的效率和DC-DC变换器的效率。故我们采用了超低超低功耗的MSP430单片机,采用了高转换效率的芯片对外围电路进行供电,并且采用低损耗的元器件,和优异的控制策略。二、详细软硬件分析

2.1 硬件整体框图设计(见图4):

单片机通过键盘控制电压的步进,经过单片机控制D/A提供一个参考电压,与输出电压的反馈分压进行比较,在TL494内部的电压误差放大器产生一个高或低电平,控制脉宽变化,来达到调整输出电压的变化,反复调整后使输出达到设定得值为止。参考电压输出后电压的反馈调节是由TL494自动调节的,调节速快。

2.2 理论分析与参数计算

2.2.1 主回路器件的选择及参数设计:

2.2.1.1 磁芯和线径选择。当交变电流通过导体时,电流将集中在导体表面流过,这种现象叫集肤效应。电流或电压以频率较高的电子在导体中传导时,会聚集于总导体表层,而非平均分布于整个导体的截面积中。线径的选择主要由本系统的开关频率确定。开关频率越大,线径越小,但是所允许经过的电流越小,并且开关损耗增大,效率降低。本系统采用的频率为44K,查表得知在此频率下的穿透深度为0.3304mm,直径应为此深度的2倍,即为0.6608mm。选择的AWG导线规格为21#,直径为0.0785cm(含漆皮)。磁芯选择铁镍钼磁芯,该磁芯具有高的饱和磁通密度,在较大的磁化场下不易饱和,具有较高的导磁率、磁性能稳定性好(温升低,耐大电流、噪声小),适用在开关电源上。

2.2.2 控制电路设计与参数设计:

控制电路选用TI的TL494来产生PWM波形,控制开关管的导通,Rt,Ct选择为102和24K,频率为,为44KHz。软启动电路由14脚和4脚接电阻和电容来实现,通过充放电来实现。启动时间为10mS, Ct=10uF,Rt=1K。13号脚接地,采用单管输出,进一步降芯片内部功耗。TL494如下图。

2.2.3 效率的分析:

输出功率计算公式:η=Po/Pi ,输入功率计算公式:Pi=Ui*Ii 。

由于题目要求DC/DC变换器(控制器)都只能由Uin端口供电,不能另加辅助电源,所以单片机及一些外围电路消耗功耗要尽量的低。为此,在设计本系统时单片机采用超低功耗单片机MSP430F169,该系统集成了8路12位A/D和两路12位D/A.减少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是要降低变换器的损耗,变换器的损耗主要有MOSFET导通损耗, MOSFET 开关损耗 MOSFET 驱动损耗,二极管的损耗、输出电容的损耗,和控制部分的损耗,这些损耗可以通过降低开关频率等方法来降低。各级损耗主要有:1.导通损耗:;2.开关损耗: ;3.门级驱动损耗: ;4.二极管的损耗: ;5.输出电容的损耗:

具体损耗如下:

导通损耗和开关损耗,主要是针对开关管来说,这个根据选取IRP540,功耗为0.4W.

2.另外一个主要损耗为二极管损耗,二极管正常导通压降为0.7V,损耗为Pd=0.7*Ii,门级驱动和输出电容损耗,主要是选取低功耗的器件,和低ESR的电容。

2.2.4 保护电路设计与参数设计:

康铜电阻的大小选择:康铜丝主要起两个作用,过流保护和测试负载电流。康铜丝接在整流输入地和负载地之间,越小越好,这样会使两个地之间的电压很小。但是如果太小由于干扰问题会造成过流保护的误判,并且对于后级运放的要求比较高,经过实验,选择0.1欧姆的电阻效果比较好。由于电阻太小,难以测量,所以先测得1欧姆的电阻,然后截取其长度的十分之一。

TL494片内有电流误差放大器。可用于过流保护。康铜电阻上的压降,与预先调好的值进行比较。若电流过大,输出高电平,阻止PWM信号产生,开关管处于关断状态,使输出电压降低,形成保护功能。一旦输出电压降低,导致输出电流降低,检测电压降低,电流误差放大器就会输出低电平,重新产生PWM波形,所以该电路具有自恢复功能。

2.2.5 数字设定及显示电路的设计:

由于在输出端采样时测得的反馈电压为输出电压的二十四分之一,即分压为1.5V时输出为36V,分压为0.834V时输出为30V,设计中采用了12位D/A转换精度为0.61mV(参考电压为2.5V),直接输出给TL494提供参考电压。此外还设置了三个A/D芯片,分别采集输出电压,输出电流,和输入电流。为了降低功耗,设计中采用了128*64,屏幕大,显示内容多,当背光不使用时自动关闭,以降低功耗。

2.3 硬件电路设计

2.3.1 主电路图如下:

开关稳压电源的设计"

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